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在电源电子电路设计中不存在一些不平稳因素，而设计用来避免此类不平稳因素影响电路效果的电路称为维护电路。比如有过流维护、过压维护、短路维护、3组维护、短路维护等。

锂电池维护电路由两个场效应管和专用维护集成块S8232构成，过充电掌控管FET2和过静电掌控管FET1串联于电路，由维护IC监控电池电压并展开掌控，当电池电压下降至4.2V时，过充电维护管FET2累计，暂停电池。　　电容在中低频或直流情况下，就是一个储能组件，只展现出为一个电容的特性，但在高频情况下，它就某种程度是个电容了，它有一个理想电容的特性，有溢电流（在高频等效电路上展现出为R），有引线电感，还在造成电压脉冲波动情况下痉挛的ESR（等效串联电阻）。从这个图上分析，能老大我们设计师得出结论很多有益的设计思路。

第一，按照常规思路，1/2fc是电容的容抗，应当是频率越高，容抗就越小，滤波效果就越好，即越高频的杂波就越更容易被泄放掉，但事实并非如此，因为引线电感的不存在，一支电容意味着在其1/2fc=2fL等式正式成立的时候，才是整体电阻大于的时候，滤波效果才最差，频率低了较低了都会滤波效果上升，由此就可以分析出有结论，为什么在IC的VCC末端都会特两支电容，一支电解的，一支瓷片的，并且容值一般差距100倍以上多一点。就是两支有所不同的电容的谐振频率点岔开了一段距离，既有利于对略为高频的滤波，也有利于对较低频的滤波。

　　　　防反相接维护电路　　一般来说情况下直流电源输出防反相接维护电路是利用二极管的单向导电性来构建防反相接维护。如下图1必：这种永久磁铁非常简单可信，但当输出大电流的情况下功耗影响是十分大的。

以输出电流额定值超过2A，如搭配Onsemi的较慢完全恢复二极管MUR3020PT，额定管压降为0.7V，那么功耗最少也要超过：Pd＝2A0.7V＝1.4W，这样效率较低，发热量大，要加散热器。另外还可以用二极管桥对输出做到整流，这样电路就总有一天有准确的极性（图2）。

这些方案的缺点是，二极管上的压降不会消耗能量。输出电流为2A时，图1中的电路功耗为1.4W，图2中电路的功耗为2.8W。

　　　　图1一只串联二极管维护系统不不受偏移极性影响，二极管有0.7V的压降　　　　图2是一个桥式整流器，不论什么极性都可以长时间工作但是有两个二极管导通，功耗是图1的两倍　　利用MOS管的电源特性，控制电路的导通和折断开来设计防反相接维护电路，由于功率MOS管的内阻较小，解决问题了现有使用二极管电源防反相接方案不存在的压降和功耗过大的问题。　　MOS管型防反相接维护电路　　图3利用了MOS管的电源特性，控制电路的导通和折断开来设计防反相接维护电路，由于功率MOS管的内阻较小，现在MOSFETRds（on）早已需要做毫欧级，解决问题了现有使用二极管电源防反相接方案不存在的压降和功耗过大的问题。

极性反接维护将维护用场效应管与被维护电路串联相连。维护用场效应管为PMOS场效应管或NMOS场效应管。

若为PMOS，其栅极和源近于分别相连被维护电路的短路末端和电源末端，其溢近于相连被维护电路中PMOS元件的衬底。若是NMOS，其栅极和源近于分别相连被维护电路的电源末端和短路末端，其溢近于相连被维护电路中NMOS元件的衬底。

一旦被维护电路的电源极性反接，维护用场效应管不会构成断路，避免电流焚毁电路中的场效应管元件，维护整体电路。明确N闸极MOS管防反相接维护电路电路如图3必。　　　　图3.NMOS管型防反相接维护电路　　N闸极MOS管通过S管脚和D管脚串联于电源和阻抗之间，电阻R1为MOS管获取电压偏置，利用MOS管的电源特性控制电路的导通和插入，从而避免电源反接给阻抗带给损毁。

正接时候，R1获取VGS电压，MOS饱和状态导通。反接的时候MOS无法导通，所以起着防反相接起到。功率MOS管的Rds（on）只有20m实际损耗较小，2A的电流，功耗为（22）0.02=0.08W显然不必另加散热片。

解决问题了现有使用二极管电源防反相接方案不存在的压降和功耗过大的问题。　　　　　　编辑评论：上图中VZ1为稳压管避免栅源电压过低穿透mos管，NMOS管的导通电阻比PMOS的小，NMOS管接在电源的负极，栅极高电平导通，PMOS管接在电源的负极，栅极低电平导通。本文侧重讲解了电源中维护电路设计过程，利用场效应管的导通电阻作为检测电阻，监控它的电压叛，当电压叛多达设定值时就暂停静电。在一般的情况下，电路中一般还加在延时电路，以区分浪涌电流和短路电流，总得来说电路功能比较完善，有一点细心品读。

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